Ich habe nicht alle Schaltungen, so wie dargestellt oder gar nicht getestet, deshalb übernehme ich keine Garantie!

Hier sind weitere Schaltungen, die auch von mir verwendet werden.

Klein-Verstärker für PC-Boxen

Diese Schaltungen stammen nicht alle von mir, manche bekam ich per mail oder entnahm Teile allgemein zugänglichen Applikationsschriften. Sie werden hier zur Information ohne weitere Urheberhinweise aufgelistet.

Hier sind einige kleine, nützliche Zusatzschaltungen enthalten, die einiges ungemein erleichtern können.
Zusätzlich zu dieser Seite gibt es Schaltungen zum Thema Frequenzweichen (passiv und aktiv).

Übersicht:

• Passive Differenzschaltung (2)
• Aktive Differenzschaltung (2)
• Center-Speaker im Auto
• TOSLINK-Wandler optisch auf elektrisch (coax / TTL)
• Wandler elektrisch (SP/DIF) auf optisch (TOSLINK)
• Anpassung AES/EBU auf SP/DIF und umgekehrt (2)
• TTL->SP/DIF-Umsetzer (mit Übertrager für lange Kabel)
• Phono-Vorstufe mit OPs
• Phono-Vorstufe mit J-FETs
• High-Power nach Line-Adapter (Lautsprecher-Ausgang auf Cinch)
• Passiver Audio-Mixer (Wiedergabe von Naviansagen über die Anlage)
• Pegeldämpfungsglied (symmetrisch und asymmetrisch)
  
• Radio-Stummschaltung für Radios durch akustische Erkennung z.B. bei Mobil-Navis
• Generierung von Schaltsignalen (z.B. Kl. 15) mit High-Side-Power-Switch
• Einfache Generierung eines Schaltplus-Signals vom CAN
• passive DI-Box zur Erzeugung symmetrischer Audio-Signale
• balanced mono-Maker zum Erzeugen eines Mono-Signals aus zwei symmetrischen (L/R) Eingängen
• Gleichspannungsschutz (DC-Protection) an Endstufen zum Schutz der Lautsprecher (diverse Versionen)
  

Differenzschaltung:

1. für konventionelle nicht gebrückte (Low-Power)-Stereoendstufen:

2. für Brückenendstufen (High-Power)

Auch eine aktive Version ist möglich und sogar besser. Allerdings wird neben der Differenzschaltung eine zusätzliche Endstufe benötigt. Auch eine Monoendstufe ist möglich, dann wird nur ein Kanal verwendet und die Lautsprecher werden am Ausgang gegeneinander verpolt.

Möglichkeit mit 2 Ausgängen (L-R, R-L):

angelehnt an: radio fernsehen elektronik 1974, Heft 19, S. 636 ff "Quadro-Effekt- ein Gerät zur pseudoquadrofonen Wiedergabe"

Will man beide Ausgangsstufen verwenden, sollten, damit keine Pegelunterschiede auftreten, die Transistoren rechts eine möglichst geringe Verstärkung (A) aufweisen. Das Poti wird benötigt, um die Verstärkung der unterschiedlichen Transistorschaltungen links auszugleichen. (Auch hier Transistoren mit möglichst geringen Verstärkungsfaktor wählen.) Man gibt ein Monosignal auf beide Eingänge und stellt es so ein, dass die Ausgangsspannung (Pegel) minimal wird.

OK, noch einiges zu den Werten, hier sind einige Annäherungen, die aber abhängig vom Transistortyp und der Spannung (Uv etwa 9...20 V) sind: C1=C2=33 nF bei R1=47 k; R2=100 k...500 k (Ist der zu groß wird bei höheren Eingangsspannungen, besonders bei kleineren Uv wird T1 schnell übersteuert.); R3=R4=6,8 k; R5=47 k; R6=R7=100 k; R9=10 k; P1 etwa 10...25 kOhm; C3=10 uF Elko + an Emitter. Man kann R8 (und das R9-Äquvalent) auch brücken, das R8-Äquivalent hat eine ähnliche Größenordnung wie R9. Bei diesen Größen sind nur simple Miniplast-08/15-Transistoren z.B. BC547A nötig, ich verwendete SC239D, da ich viele davon hatte.

OK, hier eine aufwendigere Version mit OPs. (OPVs)
Schaltungsbeschreibung:
Die obere Version ist nur für eine symmetrische Spannungsversorgung (+10 V, 0 V an Masse, -10 V) geeignet, also nicht für den direkten Einbau ins Auto.
Ich bemühe insgesamt 8 OPs, wobei je 4 in einem Gehäuse (Standard-IC wie 741, LM2902, TL 084, TL 074 etc.) untergebracht sind. Die ersten 2 OPs (IC2A, IC2B) dienen zur Entkoppelung und Anpassung des Pegels von jedem Kanal. Mit P1 kann die Verstärkung zwischen 1 und 11 (0...+21 dB) eingestellt werden, damit lässt sich die Eingangsempfindlichkeit zwischen 0,5 Vss (0,1 Vrms) und 6 Vss (2,1 Vrms) anpassen. Sollen noch größere Spannungen vertragen werden, sollte unbedingt ein Rail-to-Rail-OP benutzt werden.
Der nächste (IC2C) dreht die Phase und nach der anschließenden Summierung (Signal L-R) wird das Signal mit IC3A verstärkt, um den Pegelabfall, der durch die Differenzbildung entsteht, auszugleichen. Mit P3 lässt sich diese Verstärkung zwischen 6 und 27 dB (bei 220 k) einstellen.
IC3B dient wieder zur Phasendrehung eines Ausgangssignals, das mit den letzten beiden Stufen wieder phasenrichtig nach außen gegeben wird. Der Clou ist aber die Möglichkeit des Mischens: Zum Differenzsignal kann der jeweilige Front-Seitenkanal hineingemischt werden. Mit P2 kann der Seitenkanal im Bereich von 30 dB "hinein geregelt" werden.
Die Reihen-Cs legen die untere Grenzfrequenz auf etwa 100 Hz,

gleiches Prinzip mit asymmetrischer Versorgung (dadurch mehr C's):

R1...R5, R8...R15,R18..R20:  10 kOhm
R6, R16, R21, R22:   1 kOhm
R7, R17:    4,7 kOhm
P1    2x 100 kOhm / lin
P2    2x 100 .. 220 kOhm / lin
P3    47...220 kOhm / lin
D1  Schottky-Diode mit niedriger Flussspannung empfehlenswert
IC1  L7808 (bei größerer Versorgungsspannung am Eingang auch L7810 [>12,5 V] oder L7812 [>14,5 V])
IC2, IC3 siehe Text

C1: 470 uF / 35 V
C2: 10 uF / 16 V
C3...C5: 100 nF
C6: 1 uF
C7, C8, C9:    220 nF oder mehr
C10, C11:  100 nF...470 nF
* C10 und C11 sind abhängig vom Eingangswiderstand der nächsten Stufe, je niedriger er, desto größer muss der Wert sein, Minimum sind 100 nF, die bei Eingangswiderständen von mehr als 10 kOhm eingesetzt werden können.
Der Frequenzbereich (-3 dB) liegt bei ca. 100 Hz und geht bis über 20 kHz hinaus. Die hohe untere Grenzfrequenz ist Absicht, um den Bass vom "Surround"-Signal fernzuhalten. Im Differenzsignal sorgt ein Hochpass dafür.
C12...C20: 10 uF / 16 V
 

Ein Center-Speaker wird (ich finde nicht erforderlich) in die Mitte des Armaturenbretts eingebaut, um z.B. die Stereobreitenstaffelung zu verbessern. Er gibt das einfache Mono-Signal wieder.
Will jemand im Auto einen Center-Speaker ohne zusätzliche Endstufe etc., ist das einfach möglich, wenn das Autoradio über mind. 2 Highpower-Endstufen verfügt.
Würde man an die +Anschlüsse des linken und rechten Kanals gehen, erhält man direkt ein Differenzsignal. Da das Radio aber gebrückte Endstufen hat, schließt man den + des Lautsprechers an den + des einen (egal ob L oder R) und den - des Lautsprechers an den - des anderen Kanals an. Das funktioniert nur bei High-Power-Ausgängen, andererseits hört man im "Center-Lautsprecher" nur einen Kanal, da die -Anschlüsse für beide Kanäle Masse-Potential haben.
Wer auf Nummer sicher gehen will, hängt an jeden Ausgang je einen (in Reihe) Elko dazwischen.
Das gleichzeitige Nutzen von Differenz- und Summenschaltung an einer Endstufe sollte man jedoch unterlassen.

Sucht jemand eine aktive Version: Die 1. aktive Differenzschaltung (mit den 4 Transistoren) modifizieren. An der unteren linken Transistorstufe der Kondensator nicht an den Kollektor, sondern an den Emitter zu hängen. Die beiden rechten Stufen und P1 können dann auch weggelassen werden. R5 wird dann direkt mit seinem Pendant zusammen geschalten und dort ist auch der Abgriff für den Ausgang.

Nach-/ Umrüsten (z.B.einer Soundkarte) auf einen optische Eingang:

Statt dem allgemein verbreiteten 7805 können auch andere beliebige 5V-Stabis, heute meist Low-Drop-Typen (z.B. LM2931, TLE4271 etc.) benutzt werden...

Für die optische Übertragung werden üblicherweise Toslink-Stecker verwendet, die auch als ODT (Optical Data Transmitter ?) bezeichnet werden. Daneben existieren noch die kleineren OPTI-Stecker, die jedoch hauptsächlich bei MD-Recordern zum Einsatz kommen.

Erweiterung um einen optischen Ausgang:

TTL-SP/DIF-Umsetzer:

OK, für "Outsider" noch eine kurze Schaltungsbeschreibung:
linker Teil:  Die vier XOR-Gatter (und Treiber) erzeugen jeweils oben ein Low und unten ein High (bei High am Eingang) oder umgekehrt, um ein über den HF-Trafo übertragbares Signal bereitzustellen, DC-frei ist es nach Standard sowieso. Dann folgt die Anpassung und schon der Cinch-Ausgang. Wie der HF-Übertrager auszusehen hat ist oben rechts zu sehen. Ein kleiner Ferrit-Ring wird dabei mit Kupferkabel umwickelt.
rechter Teil: Nach dem 75-Ohm-Abschluss (reflexionsfrei) wird das Signal mit dem 1. Inverter auf TTL-Spannung gebracht. Er arbeitet im linearen Bereich und verstärkt so das Signal. Die Dioden (einfache 1N4148 [75 V, 4 Apeak] reichen) dienen nur zum Kurzschließen evtl. entstandener Störungen (Induktionsspitzen). Nach dem Pull-Down-Widerstand muss das Signal (zum 2. Mal) nur noch invertiert werden, damit die Gesamtphase wieder stimmt. Der Treiber kann bis zu maximal 25 mA bereitstellen. Die Betriebsspannung Ub muss stabilisiert werden, am besten auf Werte zwischen 4,5 ... 6,5 V. Darunter werden die Gatter zu langsam.
Die Pin-Belegung der beiden ICs habe ich auch angegeben, um zusätzliches Suchen zu ersparen. Als ICs dienen High-Speed-CMOS-Standard-Schaltkreise, z.B. von MC74HC86 etc. von Motorola. Unterschiedlich sind meist die Verzögerungs- (Propagation Delay um 30 ns) und Anstiegs-Zeiten (Transition Time ca. 20 ns).

Phono-Vorstufe (MM):

OK, die Werte zum Bild sind genau einzuhalten und hochwertige Bauelemente benutzen, das heißt Metallfilmwiderstände und MKP-Folienkondensatoren mit weniger als 1 % Toleranz. Manchmal kann das Zusammensetzen der Werte aus 2 Bauteilen nötig werden.
R1=47 kOhm, R2=200 Ohm, R3=20 kOhm, R4=2,0 kOhm, R5=5,0 kOhm, R6= 100Ohm, R7=1,2 kOhm, R8=22 Ohm
(C1=220 nF,) C2=150 nF, C3=15 nF, C4=220 nF
Was hier weggelassen wurde, ist ein Parallelkondensator am Eingang, dessen Größe aber vom einzelnen Magnetsystem abhängt. Die Größe liegt dabei im (ca. 50... 500 am besten wahlweise schaltbar) Picofarad-Bereich.

Das Netzwerk im Gegenkopplungszweig (R4/C2) und dem anschließenden R5/C3 sorgen für den Abfall des Pegels mit zunehmender Frequenz. Mit R3 und R2 wird der Pegel schon um bis zu 40 dB (V=101) bei den tiefen Frequenzen verstärkt. Der 2. OPV dient dabei nur zur weiteren Pegelanhebung des gesamten Frequenzbereichs um noch einmal etwa 22 dB (V=13).
Neben der Entkoppelung dienen C1 und C4 auch jeweils als Hochpass mit einer Grenzfrequenz von ca. 15 Hz zur Rumpelunterdrückung vom Infraschall. Man kann C1 bei symmetrischer Spannungsversorgung auch weglassen. Das sollte man tun, wenn man einen Parallelkondensator am Eingang zum Abschluss verwenden will.

Üblicherweise verwendet man eine symmetrische Spannung für die OPVs (+15 V, 0 V an Masse, -15 V). Zur Stabilisierung empfehle ich 2 Standard Festspannungsregler L7815 und viele Elkos und Folien-Cs. Wer es optimal machen will, benutzt zur Versorgung Akkus (z.B. 2x9V-Blöcke) und einen Schalter, um wahlweise die Spannungsquelle zu wählen. (aus, laden, Netz-Betrieb, Akku-Betrieb)

Was bei solchen Verstärkerstufen unbedingt zu beachten ist, ist die extrem saubere Spannungsversorgung und das Leiterplattenlayout (symmetrisch, möglichst wenig parallel verlaufende Signalzüge). Sonst wird man schnell von schlechter Kanaltrennung, Rauschen und Brummen (etc.) verfolgt. Eine komplette Abschirmung (auch von Netzteil und Vorstufe) kann ebenfalls nicht schaden.
Hier sollte man extrem rauscharme FET-Operationsverstärker benutzen. Ein Kandidat wäre vielleicht der SSM2017 von Analog Devices. Oder von der "Edelfirma" Burr-Brown (pm) OPA2134, OPA4134 oder OPA124. Zur Not (bei billigen Mini-Anlagen oder so) könnte man auch die rauscharmen Standard-IC TL071/TL081 (oder TL072/TL082) verwenden. Aus Qualitätsgründen sollte aber ein IC mit 4 integrierten OPVs für eine Stereovorstufe vermieden werden, da sich die Kenndaten dadurch verschlechtern könnten.

Hochohmige Phono-Vorstufe mit FETs:

Diese Schaltung arbeitet an einer Betriebsspannung zwischen +12...+24 V, also +18 V vom Stabi-IC mit weiteren Elkos und Folien-Kondensatoren. Als FETs müssen möglichst hochwertige Sperrschicht-Typen, also n-Channel-Junction-FETs (n-JFETs) eingesetzt werden. Eine übliche Möglichkeit dafür wäre z.B. ein BF 256C oder alternativ auch ein BF 245C. Für das parallele Eingangs-C gilt das gleiche wie bei der IC-Schaltung. Die untere Grenzfrequenz dürfte insgesamt bei etwas unter 20Hz liegen. Die obere Grenzfrequenz ist abhängig vom verwendeten Feldeffekt-Transistor und der Größe der Widerstände am Drain- und Source-Anschluss, sie liegt aber vermutlich (je nach FET und Beschaltung) um etwa 100 kHz. Werden die Rs noch größer als in der Schaltung dargestellt, sinkt sie weiter, die Verstärkung steigt jedoch an. Wenn die Ausgangsspannung beim normalen Systemen nicht ausreichend groß ist, sollten die beiden 2,2-k-Widerstände durch größere ersetzt werden, z.B. 22 kOhm.

Die Widerstände und Kondensatoren im Rückkopplungszweig (oben links) sind genau einzuhalten, <=1% Genauigkeit, das heißt Metallschichtwiderstände und hochwertige Folien-Cs. Die Werte muss man zusammensetzen.
Kondensatoren: 1680=1000+680 pF parallel, 5,4 nF=2,7+2,7nF parallel (zur Not 2200 pF + 2200 pF + 1000 pF parallel)
Widerstände: 15,6 MOhm = 10 MOhm + 5,6 MOhm in Serie (zur Not 4 x 3,9 MOhm in Serie)
Der Rest sind standardisierte Norm-Werte...
Alle Elkos müssen mindestens die Spannungsfestigkeit der Betriebsspannung besitzen, üblich sind hier 25 V.

Warum FETs? Diese besitzen im Vergleich zu bipolaren Transistoren zahlreiche Vorteile, sie sind im NF-Bereich vollkommen rückwirkungsfei, besitzen ein geringeres Eigenrauschen und einen wesentlich höheren Eingangswiderstand. Sie vereinen die Vorteile der Transistoren (geringe Baugröße, Varibilität etc.) und Röhren (vor allem die Verstärkungseigenschaften im NF-Bereich). Wesentliche Nachteile sind die Empfindlichkeit (dadurch leichte Zerstörbarkeit) und die durch die innere Kapazität hervorgerufene relativ geringe obere Grenzfrequenz bei größeren Verstärkungen. (Bei bipolaren Typen Leistungsbandbreite relativ leicht mehrere MHz, bei FETs im allgemeinen nur einige hundert kHz.)
Deshalb werden diese Unipolar-Typen oft bei hochohmigen (10 MOhm) Eingangsstufen (Impedanzwandler) und in Endstufen eingesetzt.

Bei vielen Autoradios (vor allem denen ab Werk!) fehlt ein einfacher Stereo-Cinch-Ausgang zum Anschluss einer Endstufe. Mit einem einfachen Spannungsteiler lässt sich das in den Griff kriegen. Es empfiehlt sich ein 1 µF-Folienkondensator, an den die nachfolgenden Widerstände 5600 Ohm und 2200 Ohm (Standard 1/4 Watt) gehängt werden. Man nutzt nur die positive der beiden gebrückten Endstufen pro Kanal, das C soll Gleichspannungen entkoppeln, und die Widerstände die Ausgangs-Spannung heruntersetzen. Bei einer angenommenen Ausgangsspannung bei Vollaussteuerung von ca. 3,7 Veff, ist sie am Line-out etwa noch 1 Veff groß. Da sich die Eingangsspannungen zur Vollaussteuerung von Auto-Endstufen stark unterscheiden, ist es je nach Anwendung empfehlenswert, das Teilerverhältnis zu ändern, also den R2 (je nach Lautstärke auf 5,6...10 kOhm) zu erhöhen. Mit den dargestellten Werten ergibt sich eine untere Grenzfrequenz von 20 Hz.
 

Gibt es Einstreuungen und Störungen, muss der Kondensator vergrößert und beide Widerstände verkleinert werden. (z.B. 10 µF Elko bei 860 Ohm, 330 Ohm) Der Pluspol des Elkos muss dann zur Plusklemme des Radioausgangs zeigen.
Der negative Lautsprecher-Ausgang wird nur entkoppelt über R3 auf Masse gezogen, um den Ausgang abzuschließen. Man kann diesen Zweig aber auch weglassen.

Prinzip bedingt ist die Qualität über einen Adapter am Radioendstufenausgang immer schlechter als bei einem richtigen Vorverstärkerausgang.

Für Stereo ist das ganze natürlich doppelt aufzubauen.
Für einfache Endstufen (keine Brücke) wird generell der untere Teil weggelassen, so kann es auch für Home-HiFi-Anwendungen benutzt werden.

Tipp 1: Um Störungen zu reduzieren, ist es auch möglich und sogar empfehlenswert, den Spannungsteiler erst kurz vor der Endstufe anzubringen oder wegzulassen und über das Cinch-Kabel die höhere Spannung zu führen. Die Endstufe muss aber die höheren Eingangsspannungen, die auch von einigen teureren Radios erzeugt werden (z.B. 2...6 V), vertragen, dann ist nur ein Kondensator dazwischen schalten. Vorteil bei diesen hohen Spannungen ist die bessere Störsicherheit und größeren Geräuschspannungsabstände.
Tipp 2: Da schon einige Mails dazu kamen: Stimmt der Pegel an der Endstufe nicht, kann statt der beiden Widerstände ein Tandem-Poti (z.B. 10 kOhm) eingesetzt werden, linker Anschluss an Masse, rechts an den Kondensator und der Schleifer (Mitte) ist dann der Ausgang. Hiermit lässt sich die Ausgangsspannung genau an die Endstufe anpassen.
Tipp 3: Bei alten Radios ist evtl. ein relativ niederohmiger Lastwiderstand (teilweise bis 25 Ohm) als Lautsprecherersatz notwendig.

Hier eine einfache Schaltung zum Reduzieren von Audiopegeln. Links für unsymmetrische (Cinch oder Monoklinke) und rechts für symmetrische (XLR, Stereoklinke) Signale. Als Widerstände können 1/4-Watt-Typen eingesetzt werden, selbst bis +20 dBu Eingangspegel passt das. Ich versuchte die Widerstände aufgrund von externen Einflüssen nicht zu groß werden zu lassen. Der Eingangswiderstand sollte aber auch immer größer 15 kOhm sein, um hier bei angenommenen 600-Ohm-Ausgangswiderstand der vorherigen Stufe quasi keine relevante, zusätzliche Dämpfung zu erhalten.
Um keine Störungen zu bekommen, müssen die Widerstände in einem Metallstecker oder -Gehäuse verbaut sein.
Hier sind die Werte für typische Anwendungen, z.B. -4 dB um Mixer-Outputs wieder auf 0 dBu zu bringen... Als Empfehlung sind alle Widerstände mit 1 % auszuwählen.
Der Eingangswiderstand berechnet sich aus Rin=R1+R2 bzw. für symmetrische Signale aus Rin=R3+R4+R5.
Die Dämpfung errechnet sich zu D1= 20*lg(R2/(R1+R2)) für unsymmetrische bzw. D2= 20*lg(R5/(R3+R4+R5)) für die symmetrische Variante.

Für den HiFi-, PA- und Studiobereich haben sich mehrere Pegel als Quasi-Standard etabliert.
Denn die 0-dB-Anzeige (LED) sagt oft nichts über den wirklichen Pegel (Spannung) am Ausgang aus.

• -10 dBV = 316 mV (= -7,8 dBu) im Home-HiFi-Bereich, aber auch an Studio-Mixern oft für Hilfs- (Aux) oder Record-Ausgänge
• 0 dB0 = 775 mV als Studiopegel und Referenz
  
• +4 dBu =1228 mV (= 1,8 dBV) Studiopegel aus US-TV (Reserve bis Übersteuerung +22 dBu) Standard bei vielen Mixern, auch bei Insert- und Aux-Ausgängen.
  
• +6 dBu = 1546 mV (= 3,8 dBV) Studiopegel aus ARD-Festlegung (Reserve bis Übersteuerung +15 dBu)

Die Bezeichnung 0 dBr bezieht sich dann wieder auf die jeweilige Referenz also z.B. 0 dBr = +4 dBu (muss aber nicht!)

Insbesondere, wenn es aus dem Mischpult-Master in Effektgeräte hinein geht, muss man genau schauen, ob das passt.
Bei mir akzeptierte der EQ z.B. nur maximal 11 dBu als Eingangsspannung bei einer Referenz von 0 dBu.

Da es eine Frage zum symmetrischen Dämpfungsglied gab: Prinzipiell kann man die Widerstände auch durch ein Tandem-Poti ersetzen. Aber bei der Versorgung von Mikrofonen mit Phantomspeisung könnte es hier je nach Mikro immer Probleme geben, da die Spannung reduziert wird. Ist die Toleranz der Längswiderstände zwischen beiden Adern zu groß, ist es möglich, dass ein zu hoher DC-Offset auf die Signalleitungen kommt, der im schlimsten Fall Teile des Mikros beschädigt. Eventell setzt man hier eher nur für R5 ein Poti ein. Dann ändert sich war der Abschlusswiderstand etwas, das ist aber egal.

Im BassCADe-Einheitenumrechner ist ab Version 3.4.2 ein solcher Pegelumrechner enthalten. Im Modul Widerstände können die unsymmetrischen Spannungsteiler auch berechnet werden.

Radio-Stummschaltung für Nachrüst-Navis:

Vielen setzen sich ein mobiles Navi (tomtom etc.) ins Auto, eine Stummschaltung des Radios bei Ansagen existiert dabei meist nicht. Die nachfolgende Schaltung reagiert auf das analoge Audiosignal und schaltet beim Vorhandensein desselben das Radio stumm. Über die obige Schaltung (Mixer) ließe sich dann auch der Navi-Ausgang mit der Endstufe verbinden.

Schaltungsbeschreibung:
R1/C1 (Tiefpass) und C2/R2 (Hochpass) stellen einen Bandpass dar, der nur Frequenzen im Sprachbereich hindurch lässt. Dieses Signal wird dann mit IC1a verstärkt (V einstellbar über R6 bis etwa 30 dB) entkoppelt und gleichgerichtet (D2, D3) Diese Spannung lädt den Kondensator C7 schnell (Peak detection < 1 ms) auf. C7 wird darauf nur langsam über R8 entladen. Mit R9 und D4 wird eine ca. 0,8-V-Spannung als Schwelle erzeugt. Ist die Analogspannung größer, schaltet IC1b (Komperator) durch, worauf der Transistor T1 durchsteuert. Er agiert als Stromsenke. Wird der Strom über ihn zu groß, begrenzt er ihn. (Aber Achtung, Verlustleistung beachten)
Diese Schaltung muss über den Schaltplus (Kl.15) im Fahrzeug versorgt werden.

Bauteilwerte:
D1, D3, D4, D6, D7: Standarddiode z.B. 1N4148 (U=100 V, I=0,5 A)
D2: ZD6V8 ... ZD8V2
D5: ZD24V (1/2 W)
C1, C8: 10 nF
C2: 33 nF (für fgu= 50 Hz) ... 100 nF (für fgu=16 Hz) in Abhängigkeit von R2
C3: 10 uF / 35 V
C4: Kapazität ideal genauso groß wie C7, Spannung >=25 V, ungepolter Kondensator (Folie, MLCC), Bipolarelko oder zwei gepolte Elkos in Reihe mit - an -
C5: 100 uF / 35 V
C6: 100 nF
C7: 10 uF (probieren im Zusammenhang mit R8 Abschaltzeit)
C8: 100 nF
IC1: Dual-OP: z.B. LM2904 (bei anderen Pinbelegung prüfen)
R1: 470 R (für fgo=34 kHz) ... 1 kOhm (für fgo= 16 kHz) in Abhängigkeit von C1
R2, R3: 100 kOhm
R8: 100 kOhm ... 1 MOhm am besten Poti oder Einstellregler mit mindestens 10 kOhm Widerstand in Reihe
R4: 10 Ohm
R7: 10...100 Ohm (1/2 W) je nach OP-Ausgangsstrom
R5, R9: 2,2 kOhm (1/8 W)
R6: 100 kOhm
R10: 1 kOhm (abhängig von T1)
R11: 10 Ohm 1/2 W (je nach Strom, hier ca. 50 mA)
T1: Standard-NPN-Transistor BCxyz (U>60 V, Ic>500 mA, hfe>30, P>0,5 W)

Generierung von Power-Kl. 15 oder remote-out:

Um zahlreiche Endstufen (größer 10) an einen remote-Ausgang (zum Aktivieren der Endstufen) anzuschließen, genügt bei einigen Radios der remote-out nicht mehr, da er manchmal nur 100...300 mA treiben kann. Auch andere nachträglich verbaute Steuergeräte (Mobile-Navis, Freisprecheinrichtungen, Handy-Ladestationen etc.) kann man so mit einem zusätzlich generierten Schaltplus versorgen. Als Steuersignal wird die Klemme 15, Klemme 87 oder der remote-Ausgang des Radios benutzt. (Auto-ANTennen-Ausgang kann bei einigen Radios Probleme machen, da er nur aktiv ist, wenn das Tunerteil und nicht der CD-Player läuft. Dazu kann die folgende Schaltung verwendet werden. Statt eines Relais wird hier ein intelligenter High-Side-Switch verwendet. Bei einer genügend hohen Spannung am Eingang schaltet er die Spannung vom Dauerplus durch. (typ. Versorgungsspannungsbereich 6...20 V) Um den Aufbau sehr einfach zu machen, werden hier in der oberen Schaltung (mit IC1) nur bedrahtete Exemplare mit high-aktivem Eingang benutzt. Als Steuersignal werden nur wenige Milli-Ampere (1...15 mA) gezogen, hinten kann man Geräte mit mehreren Ampere (siehe Tabelle) versorgen. Für etwas größere Ströme ist ein Kühlkörper (größere Leiterplatte für den SMD-Typ etc.) nötig. Auch ein Switch mit kleinerem RDSon hilft, diese benötigen aber etwas mehr Kleinteile wie in der unteren Abildung zu sehen. Diese Switches erwarten eine open-Drain-Ansteuerung. Dafür brauchen sie oft keinen Masseanschluss. Die erste Anlaufstelle hierfür sind die ProFETs (BTSxyz) von Infineon, aber auch andere Halbleiterhersteller bieten hier niederohmige Alternativen (2...10 mOhm) Vorsichtig mit dem Potenzial der Pins oder an der Kühlfahne (Pad), das nicht an die Fahrzeugmasse kommen darf.
Auch muss das hinten angeschlossene Gerät einen Verpolschutz haben, da diese Schaltung bei Verpolung durchschaltet.
IC1/IC2, siehe Tabelle unten, bei für alle Widerstände passen Werte von je 4,7...22 kOhm. Für die jeweilige Pinbelegung in das Datenblatt des Halbleiters schauen. Diese sind in der Tabelle direkt verlinkt.
Im ausgeschalteten Zustand fließen nur wenige MikroAmpere und entladen so die Batterie nicht.

 

...

Einfache Generierung eines Schaltplus-Signals vom Radio-CAN:

(Falls man nirgendwo sonst den Schaltplus her bekommt..)
In vielen neuen Fahrzeugen liegt am Radio kein Schaltplus (Kl. 15 oder Kl. 87) mehr an, nur der Dauerplus (Kl.30). Die Information zum Status der Kl. 15 liegt dann auf dem CAN, der bei Einstecken des Schlüssels (evtl. auch früher oder später) geweckt wird.
Normalerweise ist es nötig über einen CAN-Transceiver und einen Mikrocontroller das Signal "herauszufiltern". Doch leider unterscheiden sich hier die CAN-Matrizen von verschiedenen Fahrzeugen, so dass es keine allg. Version geben würde. Das sehr aufwändig und kompliziert. Man könnte nun auch ohne solche Infos auf einfache Bus-Aktivität schauen.

In vielen Fällen sollte folgende Schaltung ebenfalls zufriedenstellend funktionieren.

Bestückung:
Die Widerstände R1 und R2 (jeweils 62 Ohm, 1/4 W) nur benutzen, wenn im Radio zuvor eine CAN-Terminierung war, diese nun aber fehlt. (z.B. durch Radiowechsel)
(120 Ohm sind eigentlich Standard beim CAN, es sind 2 Widerstände aus Verlustleistungsgründen.)
Sonst muss man die beiden (R1 und R2) weglassen. Teilweise werden auch hochohmige Terminierungen (z.B. 4,7 kOhm) verwendet. Da es eine zentrale Terminierung gibt, unbedingt prüfen. Hier kann man evtl. am Originalradio nachmessen und diesen Wert benutzen.
R3, R4, R7, R8 = 47 kOhm. R6>1 MOhm, R5, R10 =4,7 kOhm, R9= 10...100 Ohm,
C1 je nach Zeit 1 uF (Folie), C2= 10 nF (U>60 V)
D1, D3 ist eine Standard-Diode >200 V (kein Schottky-Typ), D2, D4 Z-Diode ZD32V
T1 npn-Darlington-Transistor (z.B. BC618, BCX38B/C, BST51) mit Uce>60V und hfe>3000.
T2 vorzugsweise pnp-Darlington-Transistor, ein normaler Standard-Transistor mit hoher Stromverstärkung (>100) tut es auch.
T3 Standard-npn-Transistor (z.B. BC547...)

T4 ProFET von Infineon: je nach Strom sind auch andere low-aktiven high-side-switches möglich...
BTS555 bis 25 A (in Pin 2 / out Pin 1,5 / is Pin 4 / Vb Pin 3 und Kühlfahne, Tab)
BTS550P bis 20 A (in Pin 2 / out Pin 1,5 / is Pin 4 / Vb Pin 3 und Kühlfahne, Tab)
BTS650P bis 11 A (in Pin 3 / out Pin 1,2,6,7 / is Pin 5 / Vb Pin 4 und Kühlfahne, Tab)

Für Switches gilt folgende Beziehung (SQRT = Quadratwurzel)

Ipermmax = SQRT ( (Tmaxj-Tamb) / (Rdson * Rth) ) = SQRT (40 K / (5 mOhm*10 K/W) )

Ipermmax... permanenter Maximalstrom
Tmaxj... Maximale Sperrschichttemperatur in °C meist bei 150°C (üblich 125...200°C)
Tamb... maximale Umgebungstemperatur in °C (Innenraumanwendungen üblich 85°C)
Rdsonmax... maximaler Einschaltwiderstand des FETs bei Tmax (z.B. 5 Milliohm bei 150°C)
Rth... thermischer Widerstand in K/W (Kelvin pro Watt) abhängig vom FET-Gehäuse und Befestigung etc.

Schaltungsbeschreibung:

Wacht der CAN auf oder sendet er, dann liegt beim High-Speed-CAN (inkl. CAN-FD) ständig ein Pegel > 2 V am CAN-High an. Beim kaum verwendeten low-Speed-CAN liegt das Signal zyklisch bei Aktivität bei > 3,5 V.
Das wird benutzt, um T1 durchzuschalten, der dann C1 auflädt. Nach dessen kurzer Entprellzeit (wenige Millisekunden) wird auch T2 leitend und schaltet T3 und damit auch T4 durch. Sinkt das Eingangssignal wieder unter 1,1...1,7 V beginnt sich C1 über R7 und R6 zu entladen, diese Zeit ist deutlich größer als die Einschaltzeit und es beginnt der Nachlauf, der je nach C1 und den Widerständen R6, R7, einige Hundert Millisekunden lang sein kann. Mit einem Elko an C1 (anstatt einer kleinen Folie) lassen sich hier auch Nachläufe bis zu einigen Sekunden erreichen.
D2 und D4 sind zum Schutz vor Überspannungen, D3 ist der Verpolschutz für die Schaltung.

Für den High-Side-Switch muss man beim jeweiligen Typ nach der Belegung sehen. Üblicherweise sind die äußeren Pins als Ausgang zusammen zu schalten.
Die Versorgung geschieht über das mittlere Pin und die Kühlfahne (Tab).

Der "Clou" daran ist, dass das analoge NF-Signal nicht mehr gegen Masse "abgenommen" wird, sondern eine Differenzeingangsstufe die Spannung zwischen HOT (+ 2) und COLD (- 3) unabhängig vom Massepotenzial und deren Störungen einliest. Meist auftretende Störungen sind dann in beiden Leitungen gleichermaßen enthalten und löschen sich durch die Differenzbildung aus. Oft wird die virtuelle Masse bei der Symmetrierung auch weggelassen, also Mittelanzapfung entfällt dann, Pin1 ist dann frei.
Der zu benutzende passive NF-Übertrager muss ein Windungsverhältnis von etwa 10:1 haben, bei ca. 50 kOhm Eingangswiderstand und 500 Ohm Ausgangswiderstand (Faktor 100 = Quadrat des Windungsverhältnisses). Die Spannung am Ausgang beträgt dann nur 1/10, also -20 dB . Über 20 kOhm Eingangswiderstand sind nötig um auch mittelohmige Gitarren(effekt-)ausgänge benutzen zu können. Die <800 Ohm Ausgangsimpedanz werden für längere Kabel benötigt, ohne bei 30...50 m den Frequenzgang (obere Grenzfreqenz) zu weit zu verkleinern.

Typische Mikrofon- oder Muticore-Kabelkapazitäten liegen zwischen 50 und 200 pF pro Meter.
Ich nehme als relative Kabelkapazität Crel=C(Ader-Ader) +1/2 C(Ader-Schirm) also z.B. 90 pF/m + 0,5*170 pF/m=175 pF/m

fg=1000000000/(2*pi*Ri*Crel*l) [kHz]
Ri in Ohm, Crel in pF, l in m.

also mit 175 pF, 50 m, 600 Ohm ergeben sich 30,3 kHz.
Man sieht das ist schon fast die Grenze, viel länger geht es auf analogem Weg mit normalem Kabel nicht, oder die Ausgangswiderstände aller Quellen (Mikrofone...) müssen noch kleiner z.B. 50...200 Ohm sein.

Es gibt passive und aktive DI-Boxen, beide haben ihre Vor- und Nachteile:

Vorteile passiv:

• keine zusätzliche Stromversorgung nötig (aktive haben eine Batterie, ein Netzteil, oder werden via Phantomspeisung versorgt)
  
• komplette galvanische Trennung zwischen Ein- und Ausgang, somit noch bessere Brumm-Unterdrückung (es gibt auch einige, wenige aktive DI-Boxen, die einen Übertrager enthalten)
• Können auch umgedreht betrieben werden, also der Ausgang wird als Eingang und der Eingang als Ausgang benutzt, um aus einem symmetrischen via Differenzbildung ein unsymmetrisches Signal zu machen
  

Vorteile aktiv:

• sehr hochohmige Eingänge möglich (typ. 50...500 kOhm)
  
• sehr niederohmige Ausgänge möglich (typ. 50...600 Ohm, bei passiven bestimmt das Windungsverhältnis das Widerstandsverhältnis)
  
• kein Pegelabfall zwischen Ein- und Ausgang: Durch den Trafo bei der passiven sind das schnell -20 dB (1/10) obwohl 0 dB draufsteht
  
• linearer und sehr breiter Frequenzang (<10 Hz ... >30 kHz durch OPs ohne [große] Verstärkung)
• Frequenzgang weitestgehend unabhängig von der Quelle (Auskoppel-Kondensator und Innenwiderstand beeinflussen untere und obere Grenzfrequenz)
  

Balanced Mono-Maker

Um für das PA-Equipment neben den beiden Stereo-Frontkanälen auch parallel für einen Center nutzen zu können, brauchte ich eine Mono-Preamp-Box. Einfache Widerstände verschlechtern die Kanaltrennung am den parallel abgenommenen Stereosignal, daher musste eine Aktivlösung her.

Anforderungen:

• aktive Lösung, um die Eingänge parallel zu anderen Endstufen oder Aktiveichen oder Effekten zu schalten
  
• symmetrische Ein- und Ausgänge für lange und gute Studio- und Stage-Verkabelung)
  
• Studiopegel am Ein- und Ausgang von bis zu 15 dBu
  
• möglichst kleines Metall-Gehäuse für HF-Schirmung
  
• Versorgung über externes Steckernetzteil
• Stereo-Klinkenbuchsen (TRS-Jacks) für die direkte Verbindung zur Patchbay aber ohne Verbindung zum Gehäuse (erdfrei)
  

Schaltung:

* siehe unten

Stückliste: Bu1.. Bu3: TRS 6,3 mm (isolierte Kunststoffausführung, z.B. Reichelt) Bu4: USB-A-Stecker am Kabel C1: 47 uF / 10 V C2, C3: 1 uF / 25 V (1210) C4, C5: 47 uF / 25 V C6: 100 uF/ 50 V C7 ff  100 nF / 50 V (0805) DC-DC-Modul: AM2D 0512DZ (Reichelt) IC1, IC2, IC3: LM2904 (SO8) L1, L2: 100 µH / 100 mA R1, R2, R3, R4: 52 kOhm (0805) R5, R6, R7, R8: 10 kOhm (0805) R9, R10, R11, R12: 20 kOhm (0805) (ich nahm 10k) R13, R14: 10 kOhm (0805) (ich nahm 5,1k) R15, R16: 390 R (0805) unterstrichen sind THT-Komponenten (kein SMD)

Schaltungsbeschreibung:

Als Eingang dienen zwei Stereo-Klinkenbuchsen, also TRS-Jacks (6,3 mm) Die Spitze (Tip) ist für das (nichtinvertierte) hot-Signal, der Ring ist für das invertierte-Signal (cold). Der Schaft ist die Signal-Masse. Als elektrischer Abschluss und Eingangswiderstand dienen R1... R4. Ich nahm hier 52 kOhm, aber auch 47...100 kOhm würden immer passen. Die Widerstände R5...R8 sind zum Schutz (Strombegrenzung) der ICs. Verwendet wird je ein LM2904-Dual-Standard-OP in SMD-Bauweise (Bauform SO8). Die vier Eingangs-OP-Stufen (IC1, IC2) arbeiten in nichtinvertierter Schaltung als Impedanzwandler (Verstärkung=1 durch Verbindung des Ausgangs mit dem invertierenden Eingang). So soll die Eingang nicht belastet und entkoppelt werden. Dahinter arbeiten zwei OPs (IC3) als Addierer (Summierer). Das funktioniert so richtig leider nur in invertierter Schaltung. Die Verstärkung wird durch das Verhältnis R13/R9 bestimmt. Diese beträgt hier 50%, um den Gewinn, der durch das Addieren zweier Signale entsteht, wieder zu kompensieren. Also wenn L=R, dann hat das Ausgangssignal genau den gleichen Pegel. Da ich trotz der Invertierung keine weiteren OPs benutzen wollte, habe ich die Summe der beiden "positiven" Eingänge auf den invertierten Ausgang gelegt. Damit kommt die Summe der beiden invertierten Eingänge auf den nichtinvertierten Ausgang. Im Signalzweig ist keine Kapazität, so arbeitet die Schaltung auch mit Gleichspannungen (0 Hz). Als zusätzlicher Kurzschlussschutz dienen R15 und R16. Ein Innenwiderstand von <600 Ohm ist ausreichend, um auch lange Bühnenkabel von 30 m verwenden zu können.
Damit man die OPs so verwenden kann, ist eine symmetrische Spannungsversorgung nötig. Für hohe Pegel (4...6 dBu mit Reserve) muss die Versorgung genügend hoch sein: Das Minimum hier sind 15 dBu. Das sind 4,36V (effektiv) und bedeutet eine Aussteuerung von mindestens +- 6,2 V. Die OPs können bis 1,5 V unterhalb der Versorgung ausgesteuert werden. Die LM2904 vertragen maximal 32 V. Daher wählte ich +-12 V anstatt der sonst üblichen +-15 V. Grund dafür sind die großen Toleranzen (>1 V pro Ausgang) der Ausgangsspannung des DC-DC-Wandlers AM2D 0512DZ. Als einfachste Variante erschien mir hier ein USB-Steckernetzteil, das 5 V mit mindestens 250 mA bereitstellen kann. Ein DC-DC-Modul wandelt diese 5 V in 2x12 V um. Er kann Ströme von bis zu 84 mA pro Rail bereitstellen. Um Störungen entgegenzuwirken, wurden hier viele Elkos und ein Pi-Filter benutzt, um die Taktfrequenz von typisch 85 kHz zu unterdrücken. Die kleinen Kerkos (C7...C12) sind an jedem IC direkt gegen Masse geschaltet. Für die Induktivitäten L1 und L2 nahm ich zwei alte Ferritspulen, die 100 µH haben sollten und eigentlich zur Entstörung von DC-Kleinmotoren gedacht waren. Auch an den Eingang des DC-DC-Moduls kam ein Elko zur Stabilisierung, damit der DC-DC immer gut arbeiten kann. Das Kabel mit dem USB-A-Stecker nahm ich von einer alten Maus, da im Gehäuse kein Platz für eine weitere Buchse war. 250 mA sollten die üblichen Netzteile immer bringen. Einige benötigen dazu eventuell eine Brücke zwischen den beiden Datenleitungen.
Mit dieser Netzteilauslegung sind Pegel bis zu 10,5 Vs (21 Vss = 7,42 Veff) möglich, das wären 19,6 dBu.

Bilder:

Leider war das gekaufte TEKO A1-Gehäuse (Reichelt) doch etwas (38x72x28mm) klein, so dass nur 3 Klinkenbuchsen hineinpassten, denn eigentlich wollte ich zwei parallelgeschaltete Ausgänge haben. Nun müsste ein externer Y-Adapter dafür herhalten, falls nötig. Durch den kleinen Raum, ist der Aufbau mit SMD-Bauteilen auf doppelseitiger Leiterplatte nötig. Nur die Buchsen, das DC-DC-Modul, die Elkos und Spulen sind THT-Komponenten. Auf den Bildern ist noch die Folie auf dem Gehäuse. Der angeschraubte Alu-Winkel dient zur Befestigung am Case.

Lautsprecher-Gleichspannungsschutz (DC-Protection) die Erste

Für einen externen Schutz nahm ich eine solche Überwachung und packte sie mit in das Gehäuse der 4 LED-Leistungsanzeigen. (zweite Variante oben mit silberner Front)
Ich habe vier solcher Einzelüberwachungen mit vier getrennten Abschaltpfaden auf der Leiterplatte.

Schaltungsbeschreibung:
R1, C1 stellt einen sehr niederfrequenten Tiefpass dar, um die Gleichspannung von den Wechselspannungen zu separieren. Grenzfrequenz hier (fc=1/(2*PI*R*C, mit den 100k/10uF: 0,159 Hz. Hier muss der Spagat zwischen Unterdrückung von Bassfrequenzen und minimaler Verzögerung im Fehlerfall gemacht werden. Dieser Wert dämpft bei 20 Hz um 42 dB. Das wären 0,4 V + 42 dB = 50 V. Das sind gut 300 W an 8 Ohm. Für die Erkennung einer 50-V-DC-Spannung werden unter 20 ms benötigt. Bei größeren Spannungen geht es noch schneller.
0,4.... 1 V sind aber schon sehr niedrig. Spannungen bis 3...4 V kann ein Bass-Lautsprecher vertragen, Hoch- und Mitteltöner werden meist durch den passiven Hoch- bzw. Bandpass geschützt, der Gleichspannungen sperrt. Ein steiler Gradient im Moment des Verstärkerfehlers kann aber trotzdem zerstörend sein.
Die beiden Z-Dioden schützen die Transistoren T1 und T2 (Durchbruch negative BE-Spannung bei >5V) und erlauben nebenbei  niedrigere Spannungswerte (MLCC / Kerko) bei C1. Sonst wäre hier ein Bipolarelko oder großer Folienkondensator nötig.

T2 detekiert positive und T1 negative Spannungen am Eingang. Unterhalb von 0,4 V passiert nichts, oberhalb von 0,8 V schaltet er voll durch. Diese Schwellen sind temperaturabhängig. Diese Werte hier gelten für 5...70°C. Die Schwelle lässt sich mit R2 auch anheben, R1=R2 verdoppelt sie. Um die Grenzfrequenz beizubehalten, muss man R1 oder C1 verdoppeln, mit R1=R2=100k und C1=22uF ergeben sich 0,145 Hz, bei 20 Hz wird 49 dB gedämpft. Somit ergeben sich 111 V, was über 1500 W an 8 Ohm entsprechen. Die Reaktionszeit beträgt bei 50 V 25...35 ms.

Wird eine Gleichspannung erkannt, leitet T1 oder T2 und sperrt somit T3, was das Einschalten des Relais verhindert oder dieses abschaltet.
Will man diese Schaltung an einer Brückenendstufe nutzen, also ist der negative Lautsprecheranschluss nicht an Masse, dann muss man vom Anschluss LS- alles genauso aufbauen und die Schaltung an D6 anschließen, was diese Reaktion verODERt. Man könnte auch mehrere Kanäle einzeln überwachen und alles mit einem Relais abschalten.
R6 und C2 dienen der Einschaltverzögerung, D4 erhöht die Schwelle, mit R6=R7=R8=100 kOhm, D4=2x1N4148, C2=100uF ergeben sich abhängig von der Betriebsspannung mehr als 2 Sekunden Delay. Das Relais sollte ein 12V- oder 24V-Typ sein. für jeden Ausgang braucht man einen Schließer. Die Schaltung funktioniert je nach Relais im Bereich 9...25 Volt. Bei hohen Leistungen muss der Relaiskontakt viel Strom verkraften können: Bei 600W an 8 Ohm fließen 8,7 A, bei 1500 W an 4 Ohm sogar fast 20 A! Nicht die Spannungsfestigkeit am Schaltkontakt unterschätzen, 250 V sollten es hier immer mindestens sein. Das ist aber in der Regel die AC-Angabe, siehe unten.

Bauteile:

C1: 22...47 uF / 16 V MLCC
C2: 100 uF / 35 V, Elko
C3: 100 nF - 1 uF / 25 V (je nach Stromversorgung)
D1, D2: ZD 4,3 V
D3, (D6): 1N4148
D4: BAV99 oder zwei 1N4148 in Reihe
D5: S1D oder 1N400x
R1: 100 kOhm, 1/4 W
R2: nicht bestückt (siehe Text oben) oder 100 kOhm / 1/4 W
R3: 1 kOhm
R4: 10 kOhm
R5: 3,3 kOhm / 1/4W
R6 - R8: 100 kOhm
Rel: Relais 12 V, 16 A / 250 V NO
T1, T2: BC817C (Hier funktionieren alle Standard-NPN-Transistoren mit mind. 45 V, 100 mA und hfe>40.)
T3: BCP56-16 (Hier sollte der Transistor dauerhaft den Relaisstrom führen können und Reserve gegen Überspannung vorhanden sein. hfe auch mind 40)

Lautsprecher-Gleichspannungsschutz (DC-Protection) die Zweite

Hier ließ ich mich auch von der ELV-Lösung aus Heft 02/1995 inspirieren. Das steht nicht nur daheim im Regal, es ist auch frei online verfügbar.

Leider ist die ELV-Lösung nur für kleine Verstärker geeignet. Ein 5-A-Relais und zu wenig Spannungsfestigkeit (16-Volt-Elkos) reichen für mich bei weitem nicht. (40 W an 4 Ohm), 1000 Watt an 4 oder 8 Ohm heißen 15,8 A bzw. 89,5 V AC.

Schaltungsbeschreibung:

R1, R2, C1, C2 stellen den Tiefpass zur Filterung der DC-Signale dar. Die Grenzfrequenz liegt bei etwa 0,2 Hz. Nur Gleichspannungen werden gefiltert und gleichgerichtet. Ist die Spannung groß genug (>2...2,5V) wird T1 angesteuert und erlaubt einen Stromfluss durch die LED im Optokoppler. Fließt (je nach Transistor T3 und R6) ein ausreichend großer Strom über den Emitter begrenzt T2 den Strom durch den Optokoppler. Somit wird auch bei sehr großer Gleichspannung der Optokoppler nicht zerstört und die Verlustleistung in T3 begrenzt. (P < 0,5 Watt bei Udc=120V) R3, R4 und D, D4 erzeugen eine Gleichspannung zum Betrieb des Optokopplers.
Wird der Optokoppler durch einen Gleichspannungsfehler angesteuert, dann wird T4 leitend und aktiviert den bistabilen Multivibrator, der mit den Widerständen R11, R13 und den Kerkos C4, C5 eine etwa 2-Hz-Blinkfrequenz an der Leuchtdiode D5 erzeugt und über T4 der Schalttransistor T3 deaktiviert, wodurch das Relais abfällt und den Lautsprecher von der Endstufe trennt. Mit dem Schalter kann man das Relais ein- und ausschalten, wenn kein DC-Fehler vorliegt. Mit R15, R7, R8 und C3 wird eine Einschaltverzögerung erreicht. Mit D8 leuchtet die LED dauerhaft, wenn das Relais angesteuert wird.   

Stückliste:

BR1: (Brückengleichrichter >=250V, >=1A)
C1, C2: 100 uF
C3: 47 uF / 25V
C4, C5: 10uF MLCC, 25V
D3, D4: 1N4006
D5: LED 5mm im Schalter
D6: S1D
OC1: PC81411 (Optokoppler)
R1, R2: 22 kOhm
R3, R4: 47 Ohm
R5: 100 kOhm
R6: 150 Ohm für 3,5 mA
R7, R8: 47 kOhm
R9, R10: 10 kOhm
R11: 33 kOhm
R13: 47 kOhm
R12, R14: 1 kOhm
R15:100 kOhm
T1: (Hochvolt NPN hfe>40, je nach Strom Pmax > 3W)
T2: BC546
T3: BCP56
T4: BC807
T5, T6, T7, T8: BC817

Der Grund, warum ich diese Version nicht umsetzte, war der Mangel an bezahlbaren Relais, die mehr als 80V bei 20 A DC(!) abschalten können. Viele, wie z.B. das Zettler AZDC110 wurden abgekündigt. Damit das Relais auch schnell abfallen kann, empfehle ich anders als oben dargestellt keine Freilaufdiode parallel zur Wicklung. Dafür baut man einen parallelen Widerstand ein, der den Strom schneller abbaut. Eine zusätzliche Z-Diode (z.B. ZD 36 V) parallel zu T3 schützt den Transistor dann trotzdem gegen Überspannung.

Lautsprecher-Gleichspannungsschutz (DC-Protection) die Dritte

Trotz des niederohmigen FETs mit 15 mOhm entstehen bei15,8 A schon 3,75 Watt Verlustleistung pro FET. Damit wird bei Ausgangs-Maximalleistung von 1000 W an 4 Ohm ein Kühlkörper benötigt. Erst bei Leistungen von < 540 W an 8 Ohm oder <270 W an 4 Ohm kann man bei maximal 1 Watt pro FET auf einen Kühlkörper verzichten. Dann schafft das das große FET-Gehäuse selbst nicht zu heiß zu werden.
Die beiden Widerstände an den Gates (R18, R19) dienen vorbeugend, um Gate-Ringing zu vermeiden, hier passen Werte von 10 ... 47 Ohm. R21 schaltet die FETs dann bei inaktiver Ansteuerung aus. D10 und D11 begrenzen die Gate-Source-Spannung. Die beiden Dioden D12 und D13 sind zwei bidirektionale Suppressordioden (SMCJ75CA), die zum Schutz die Spannung an den FETs (UDS) auf etwa 200 V begrenzen.

Hier die einfachere Version, die direkt schaltet, aber dafür einen Hochvolt-PNP (>200V) braucht: (Im Falle von -100 V am Lautsprecherausgang werden beide Sources durch die T8-Bulkdiode auf fast - 100 V gezogen, das muss T10 und D9 vertragen. Auch arbeitet diese Schaltung nicht bei allen Endstufenkonstellationen (galvanisch getrennte Spannungsversorgung) korrekt. Der Widerstand R17 muss nur kurzzeitig im Fehlerfall eine höhere Verlustleistung verkraften. Die Widerstände R17 und R21 hängen aber stark von den verwendeten FETs ab, ich nahm zwei 250V-Bolliden im TO-247-Gehäuse.
 

D9: S1G
D10, D11: ZD 18 V
D12, D13: SMCJ75 CA
T10: PNP mit mindestens 300 V
R17: 3 kOhm 0,5 W
R18, R20: 10 Ohm
R21: 20 kOhm
T8, T9: IRFP4768

Hier wäre die Version mit DC-DC-Wandler: Mit diesem könnte man dann auch den LS-Plus schalten. Abhängig vom IC1-Typ oder dem benutzen DC-DC-Modul muss man schauen, ob noch Kapazitäten am Ein- oder Ausgang benötigt werden. Eine Z-Diode parallel zu T3 kann auch nicht schaden.

weitere Schaltungen unter:

• Frequenzweichen bei www.selfmadehifi.de
• www.uslink.net/~cybercir/archive.htm
• www.e-plan.josefscholz.de

Weitere Vorschläge für "kleine" Schaltungen?

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